Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи .

Небольшое обращение от переводчика:

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи - при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на <вставить название>, само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
- берём двигатель
- берём компоненты
- подсоединяем компоненты и двигатель
- …
- PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема - открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 - Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 - Распиновка IR2110

Рисунок 3 - Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах - в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC - это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD - это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 - Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» - в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен - функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей - на полумостовые схемы.

Рисунок 5 - Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор - танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

MOSV может быть максимум 500В.

VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 - Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 - Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть - так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 - Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 - Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК . Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения).

«ZVS-драйвер» (Zero Voltage Switching) — очень простой и поэтому довольно распространенный низковольтный генератор. Он собирается по несложной схеме, при этом эффективность данного решения может достигать 90% и выше. Для сборки устройства достаточно одного дросселя, пары полевых транзисторов, четырех резисторов, двух диодов, двух стабилитронов, и рабочего колебательного контура со средней точкой на катушке. Можно обойтись и без средней точки, и об этом поговорим далее.

В сети можно найти много реализаций этой схемы, среди которых индукционные нагреватели, индукционные плитки, высоковольтные трансформаторы, и просто высокочастотные преобразователи напряжения. Схема напоминает генератор Ройера, однако это не он. Давайте же рассмотрим, как эта схема работает.

При подаче питания на схему, ток начинает течь к стокам обоих полевых транзисторов, одновременно с этим заряжаются емкости затворов через резисторы. Поскольку полевые транзисторы не полностью одинаковы, один из них (например Q1) открывается быстрее, и начинает проводить ток, при этом через диод D2 разряжается затвор другого транзистора Q2, который удерживается таким образом надежно закрытым.

Поскольку в схему включен колебательный контур, напряжение на стоке закрытого полевого транзистора Q2 сначала возрастает, но затем понижается, переходя через ноль, в этот момент затвор открытого полевого транзистора Q1 быстро разряжается, и открытый первым транзистор Q1 теперь запирается, а так как он теперь заперт, то на его стоке уже не ноль, и затвор второго транзистора Q2 быстро дозаряжается через резистор, и второй транзистор Q2 теперь открывается, при этом разряжая через диод D1 затвор транзистора Q1.

Через пол периода все повторяется с точностью до наоборот — второй транзистор закроется, а первый — откроется, и т. д. В контуре возникнут таким образом синусоидальные автоколебания. Дроссель L1 ограничивает питающий ток, и сглаживает небольшие коммутационные выбросы.

Легко заметить, что запирание обоих полевых транзисторов происходит при нулевом напряжении на их стоках, когда ток в контурной катушке максимален, а это значит, что коммутационные потери сведены к минимуму, и даже при мощности устройства в 1 кВт (например для ), ключам нужны лишь небольшие радиаторы. Это как раз и объясняет большую популярность данной схемы.

Частоту автоколебаний можно легко вычислить по формуле f = 1/(2π*√[ L*C]), так как индуктивность первичной обмотки (если используется трансформаторное включение) и емкость конденсатора образуют контур, обладающий собственной резонансной частотой. Важно при этом помнить, что амплитуда колебаний будет по напряжению больше напряжения питания приблизительно в 3,14 (Пи) раза.

Вот типичные компоненты, которые используют для сборки: пятиваттные резисторы по 470 Ом, для ограничения тока заряжающего затворы; два резистора по 10 кОм, для подтягивания затворов к минусу; стабилитроны на 12, 15 или 18 вольт, дабы уберечь затворы от превышения допустимого напряжения; и диоды UF4007 для разрядки затворов через противоположные плечи контура.

Полевые транзиcторы IRFP250 и IRFP260 хорошо подходят для данного ZVS-драйвера. Естественно, если потребуется дополнительное охлаждение, то каждый транзистор должен быть установлен на отдельный радиатор, поскольку работают транзисторы не одновременно. Если радиатор только один, то обязательно использование изолирующих подложек. Питание схемы не должно превышать 36 вольт, это связано с обычными ограничениями для затворов.

Если контур без средней точки, то просто ставят два дросселя вместо одного, на каждое плечо, и режим работы сохраняется аналогичным, ровно как и с одним дросселем.

Между тем, на Алиэкспресс уже появились изделия на основе этой автоколебательной схемы ZVS, причем как с одним дросселем, так и с двумя. Вариант с двумя дросселями особенно удобен в качестве резонансного источника питания нагревательных индукторов без средней точки.

Всем хороши мощные полевые транзисторы MOSFET, кроме одного маленького нюанса, — подключить их напрямую к выводам микроконтроллера зачастую оказывается невозможно.

Это, во-первых, связано с тем, что допустимые токи для микроконтроллерных выводов редко превышают 20 мА, а для очень быстрых переключений MOSFET-ов (с хорошими фронтами), когда нужно очень быстро заряжать или разряжать затвор (который всегда обладает некоторой ёмкостью), нужны токи на порядок больше.

И, во-вторых, питание контроллера обычно составляет 3 или 5 Вольт, что в принципе позволяет управлять напрямую только небольшим классом полевиков (которые называют logic level — с логическим уровнем управления). А учитывая, что обычно питание контроллера и питание остальной схемы имеет общий минусовой провод, этот класс сокращается исключительно до N-канальных «logic level»-полевиков.

Одним из выходов, в данной ситуации, является использование специальных микросхем, — драйверов, которые как раз и предназначены для того, чтобы тягать через затворы полевиков большие токи. Однако и такой вариант не лишён недостатков. Во-первых, драйверы далеко не всегда есть в наличии в магазинах, а во-вторых, они достаточно дороги.

В связи с этим возникла мысль сделать простой, бюджетный драйвер на рассыпухе, который можно было бы использовать для управления как N-канальными, так и P-канальными полевиками в любых низковольтных схемах, скажем вольт до 20. Ну, благо у меня, как у настоящего радиохламера, навалом всякой электронной рухляди, поэтому после серии экспериментов родилась вот такая схема:

1. R 1 =2,2 кОм, R 2 =100 Ом, R 3 =1,5 кОм, R 4 =47 Ом
2. D 1 — диод 1N4148 (стеклянный бочонок)
3. T 1 , T 2 , T 3 — транзисторы KST2222A (SOT-23, маркировка 1P)
4. T 4 — транзистор BC807 (SOT-23, маркировка 5C)

Ёмкость между Vcc и Out символизирует подключение P-канального полевика, ёмкость между Out и Gnd символизирует подключение N-канального полевика (ёмкости затворов этих полевиков).

Пунктиром схема разделена на два каскада (I и II). При этом первый каскад работает как усилитель мощности, а второй каскад — как усилитель тока. Подробно работа схемы описана ниже.

Итак. Если на входе In появляется высокий уровень сигнала, то транзистор T1 открывается, транзистор T2 закрывается (поскольку потенциал на его базе падает ниже потенциала на эмиттере). В итоге транзистор T3 закрывается, а транзистор T4 открывается и через него происходит перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика. (Ток базы транзистора T4 течёт по пути Э T4 ->Б T4 ->D1->T1->R2->Gnd).

Если на входе In появляется низкий уровень сигнала, то всё происходит наоборот, — транзистор T1 закрывается, в результате чего вырастает потенциал базы транзистора T2 и он открывается. Это, в свою очередь, приводит к открытию транзистора T3 и закрытию транзистора T4. Перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика происходит через открытый транзистор T3. (Ток базы транзистора T3 течёт по пути Vcc->T2->R4->Б T3 ->Э T3).

Вот в общем-то и всё описание, но некоторые моменты, наверное, требуют дополнительного пояснения.

Во-первых, для чего нужны транзистор T2 и диод D1 в первом каскаде? Тут всё очень просто. Я не зря выше написал пути протекания токов базы выходных транзисторов для разных состояний схемы. Посмотрите на них ещё раз и представьте что было бы, если бы не было транзистора T2 с обвязкой. Транзистор T4 отпирался бы в этом случае большим током (имеется ввиду ток базы транзистора), протекающим с выхода Out через открытый T1 и R2, а транзистор T3 отпирался бы маленьким током, протекающим через резистор R3. Это привело бы к сильно затянутому переднему фронту выходных импульсов.

Ну и во-вторых, наверняка многих заинтересует, зачем нужны резисторы R2 и R4. Их я воткнул для того, чтобы хоть немного ограничить пиковый ток через базы выходных транзисторов, а также окончательно подравнять передний и задний фронты импульсов.

Собранное устройство выглядит вот так:

Разводка драйвера сделана под smd-компоненты, причём таким образом, чтобы его можно было легко подключать к основной плате устройства (в вертикальном положении). То есть на основной плате у нас может быть разведён полумост, или что-то ещё, а уже в эту плату останется только вертикально воткнуть в нужных местах платы драйверов.

Разводка имеет некоторые особенности. Для радикального уменьшения размеров платы пришлось «слегка неправильно» сделать разводку транзистора T4. Его перед припаиванием на плату нужно перевернуть лицом (маркировкой) вниз и выгнуть ножки в обратную сторону (к плате).

Как видите, длительности фронтов практически не зависят от уровня питающего напряжения и составляют чуть больше 100 нс. По-моему, довольно неплохо для такой бюджетной конструкции.

В настоящее время в качестве силовых ключей большой и средней мощности применяются в основном MOSFET и IGBT транзисторы. Если рассматривать эти транзисторы как нагрузку для схемы их управления, то они представляют собой конденсаторы с ёмкостью в тысячи пикофарад. Для открытия транзистора, эту ёмкость необходимо зарядить, а при закрывании – разрядить, и как можно быстрее. Сделать это нужно не только для того, чтобы ваш транзистор успевал работать на высоких частотах. Чем выше напряжение на затворе транзистора, тем меньше сопротивления канала у MOSFET или меньше напряжение насыщения коллектор-эмиттер у IGBT транзисторов. Пороговое значение напряжения открытия транзисторов обычно составляет 2 – 4 вольта, а максимальное при котором транзистор полностью открыт 10-15 вольт. Поэтому следует подавать напряжение 10-15 вольт. Но даже в таком случае ёмкость затвора заряжается не сразу и какое-то время транзистор работает на нелинейном участке своей характеристики с большим сопротивлением канала, что приводит к большому падению напряжения на транзисторе и его чрезмерному нагреву. Это так называемое проявление эффекта Миллера.

Для того чтобы ёмкость затвора быстро зарядилась и транзистор открылся, необходимо чтобы ваша схема управления могла обеспечить как можно больший ток заряда транзистора. Ёмкость затвора транзистора можно узнать из паспортных данных на изделие и при расчете следует принять Свх = Сiss.

Для примера возьмём MOSFET – транзистор IRF740. Он обладает следующими интересующими нас характеристиками:

Время открытия (Rise Time — Tr) = 27 (нс)

Время закрытия (Fall Time — Tf) = 24 (нс)

Входная ёмкость (Input Capacitance — Сiss) = 1400 (пФ)

Максимальный ток открытия транзистора рассчитаем как:

Максимальный ток закрытия транзистора определим по тому же принципу:

Так как, обычно мы используем для питания схемы управления 12 вольт, то токоограничивающий резистор определим используя закон Ома.

То есть, резистор Rg=20 Ом, согласно стандартному ряду Е24.

Заметьте, что управлять таким транзистором напрямую от контроллера не получится, введу того, что максимальное напряжение, которое может обеспечить контроллер, будет в пределах 5 вольт, а максимальный ток в пределах 50 мА. Выход контроллера будет перегружен, а на транзисторе будет проявляться эффект Миллера, и ваша схема очень быстро выйдет из строя, так как кто-то, или контроллер, или транзистор, перегреются раньше.
Поэтому необходимо правильно подобрать драйвер.
Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для управления силовыми ключами. Драйверы бывают верхнего и нижнего ключей в отдельности, либо объединенные в один корпус в драйвер верхнего и нижнего ключа, например, такие как IR2110 или IR2113.
Исходя из информации изложенной выше, нам необходимо подобрать драйвер, способный поддерживать ток затвора транзистора Ig = 622 мА.
Таким образом, нам подойдёт драйвер IR2011 способный поддерживать ток затвора Ig = 1000 мА.

Так же необходимо учесть максимальное напряжение нагрузки, которое будут коммутировать ключи. В данном случае оно равно 200 вольт.
Следующим, очень важным параметром является скорость запирания. Это позволяет устранить протекание сквозных токов в двухтактных схемах, изображенной на рисунке ниже, вызывающие потери и перегрев.

Если вы внимательно читали начало статьи, то по паспортным данным транзистора видно, что время закрытия должно быть меньше времени открытия и соответственно ток запирания выше тока открытия If>Ir. Обеспечить больший ток закрытия, можно уменьшив сопротивление Rg, но тогда также увеличится и ток открытия, это повлияет на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

В таком случае воспользуемся замечательным свойством полупроводников, пропускать ток в одном направлении, и установим в цепи затвора диод, который будет пропускать ток запирания транзистора If.

Таким образом, отпирающий ток Ir будет протекать через резистор R1, а запирающий ток If — через диод VD1, а так как сопротивление p – n перехода диода намного меньше, чем сопротивление резистора R1, то и If>Ir. Для того чтобы ток запирания не превышал своего значения, последовательно с диодом включим резистор, сопротивление которого определим пренебрегая сопротивлением диода в открытом состоянии.

Возьмем ближайший меньший из стандартного ряда Е24 R2=16 Ом.

Теперь рассмотрим, что же обозначает название драйвера верхнего и драйвера нижнего ключа.
Известно, что MOSFET и IGBT транзисторы управляются напряжением, а именно напряжением заствор-исток (Gate-Source) Ugs.
Что же такое верхний и нижний ключ? На рисунке ниже приведена схема полумоста. Данная схема содержит верхний и нижний ключи, VT1 и VT2 соответственно. Верхний ключ VT1 подключен стоком к плюсу питания Vcc, а истоком к нагрузке и должен открываться напряжением приложенным относительно истока. Нижний же ключ, стоком подключается к нагрузке, а истоком к минусу питания (земле), и должен открываться напряжением, приложенным относительно земли.

И если с нижним ключом все предельно ясно, подал на него 12 вольт – он открылся, подал на него 0 вольт — он закрылся, то для верхнего ключа нужна специальная схема, которая будет открывать его относительно напряжения на истоке транзистора. Такая схема уже реализована внутри драйвера. Все что нам нужно, это добавить к драйверу бустрептную ёмкость С2, которая будет заряжаться напряжением питания драйвера, но относительно истока транзистора, как это изображено на рисунке ниже. Именно этим напряжением и будет отпираться верхний ключ.

Данная схема вполне работоспособна, но использование бустрептной ёмкости позволяет ей работать в узких диапазонах. Эта ёмкость заряжается, когда открыт нижний транзистор и не может быть слишком большой, если схема должна работать на высоких частотах, и так же не может быть слишком маленькой при работе на низких частотах. То есть при таком исполнении мы не можем держать верхний ключ бесконечно открытым, он закроется сразу после того как разрядится конденсатор С2, если же использовать ёмкость побольше, то она может не успеть перезарядится к следующему периоду работы транзистора.
Мы не раз сталкивались с данной проблемой и очень часто приходилось экспериментировать с подбором бустрептной ёмкости при изменении частоты коммутации или алгоритма работы схемы. Проблему решили со временем и очень просто, самым надежным и «почти» дешевым способом. Изучая Technical Reference к DMC1500, нас заинтересовало назначение разъёма Р8.

Почитав внимательно мануал и хорошо разобравшись в схеме всего привода, оказалось, что это разъём для подключения отдельного, гальванически развязанного питания. Минус источника питания мы подключаем к истоку верхнего ключа, а плюс ко входу драйвера Vb и плюсовой ножке бустрептной ёмкости. Таким образом, конденсатор постоянно заряжается, за счет чего появляется возможность держать верхний ключ открытым на столько долго, на сколько это необходимо, не зависимо от состояния нижнего ключа. Данное дополнение схемы позволяетреализовать любой алгоритм коммутации ключей.
В качестве источника питания для заряда бустрептной ёмкости можно использовать как обычный трансформатор с выпрямителем и фильтром, так и DC-DC конвертер.

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления - драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами - двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection ) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut - UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.

Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ - привычная для разработчиков аббревиатура).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Рис. 2

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Рис. 3

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки - tsc - Short Circuit Withstand Time .

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов для защиты от перегрузок

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер верхнего плеча

Рис. 4. Структура драйвера IR2125

На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 - типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 - CS. Напряжение срабатывания защиты - 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.

Рис. 5. Схема включения IR2125

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В - порогового напряжения компаратора схемы ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.

Рис. 6

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:

Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),

It = (Ion + Ioff)*tw.

где
Ion и Ioff - токи включения и выключения затвора, tw = Qg/Ion - время коммутации, Qg - заряд затвора, f - частота следования импульсов, Vcc - напряжение питания, Vf - прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6), Vls - прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6), Igbs - ток затвора в статическом режиме.

При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.

Драйвер трехфазного моста

На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты - 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Рис. 7. Схема включения IR2130

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt - deadtime ) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.

Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.

Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.

Драйвер нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них - МС33153 приведена на рис. 8.

Рис. 8. Структурная схема MC33153

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления - UVLO осуществляется на уровне 11 В.

Вывод 1 (Current Sense Input ) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов - с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator ) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input - инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output ) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (Short Circuit Comparator ), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (Desaturation Input ) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу - 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

Рис. 9. Защита по напряжению насыщения

Рис. 10. Защита по току

Драйвер с гальванической развязкой

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.

Рис. 11. Структурная схема HCPL316

На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения - на рис. 12.

Рис. 12. Схема подключения HCPL316

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции - до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 - DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.

Вспомогательные схемы

В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки - до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.

В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы - токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ - 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.

Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.

Литература

1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.
2. Application Characterization of IGBTs. INT990.
3. IGBT Characteristics. AN-983.
4. Short Circuit Protection. AN-984.
5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
6. Motorola MC33153 Technical Data.
7. Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.
8. Burr Brown DCP011515 Technical Data.
9. Иванов В. В., Колпаков А. Применение IGBT. Электронные компоненты, 1996, № 1.